Stanovení potřebného proudu báze Navrhneme vlastní zapojení a v katalogu najdeme zesilovací činitel tranzistoru T1. Zvolíme klasický nízkovýkonový tranzistor s rozmezím zesilovacího činitele in hfe v rozmezí 100 až 500. Pro spínací režim využijeme zapojení se společným emitorem. Jediné, co nám zbývá je určit hodnotu bázového rezistoru Rb, vstupní napětí bude rovněž 5V.
Protože tranzistor má zesílení hfe mezi 100 až 500, musíme uvažovat tu nejnižší hodnotu zesílení, pakliže nechceme tranzistor předem vybírat. Spočítáme bázový proud pro proud kolektoru 20mA, a dostaneme požadovaný bázový proud:
Ib = Ic / hfe(min) = 20/100 = 0.2mA
Pro výpočet hodnoty Rb použijeme důvěrně známý Ohmův zákon. Protože víme, že přechod báze – emitor potřebuje pro otevření Vbe = 0.6V, odečtením této hodnoty od vstupního napětí dostaneme hodnotu 4.4V, což musí být úbytek napětí na rezistoru Rb.Bázový proud bude 0.2mA, tedy spočítáme hodbotu odporu rezistoru Rb:
Rb = 4.4 / 0.2 = 22K
Při této hodnotě bude na kolektoru napětí velmi nízké, (okolo 0.1 V). Kolektorová ztráta bude činit Ic * Vce = 2mW.
Poznámka
Spínač bychom mohli řešit též v zapojení se společným emitorem, ale měli bychom -li k dispozici napětí pro bázi pouze o velikosti 5V, tranzistor by nepracoval v saturaci. Na jeho plné otevření bychom potřebovali napětí o 0,6V vyšší, tedy 5,6V. V případě napájení báze z napětí 5V bychom na žárovce naměřili pouze 4,4V, možná ani to ne, spíše 4,3V. V případě použití tranzistoru MOS by byla situace ještě horší, pro jeho otevření bývá zapotřebí napětí 2 až 10V, takže by žárovka při napájení 5V nemusela svítit vůbec. Vyzkoušejte a uvidíte!
Klasické MOS
b) Unipolární tranzistor (FET)
Unipolární tranzistor je známější pod názvem tranzistor řízený polem (field effect transistor), krátce označený FET. Myšlenka nevýkonového řízení proudu odporem ovládaným intenzitou elektrického pole je „stará“. Byla prodiskutována již na přelomu století. Technicky však nebylo možné tento jev realizovat, protože materiály, které tehdy byly k dispozici (např. dobře vodivé kovy), neumožňovaly vnikání elektrického pole.
Hloubka vniku elektrického pole do látky je úměrná převrácené hodnotě konduktivity y:
tj. čím menší je konduktivita látky, tím lépe do ní může elektrické pole vniknout. Izolanty jsou však také nevhodné, protože jimi neprochází elektrický proud. Vhodným prostředkem je tedy polovodičový materiál. Dotujeme-li polovodičový materiál ne příliš vysoko, tj. y zůstává poměrně malá, prochází sice malý proud, ale elektrické pole může příznivě vnikat do látky, a tím i tento proud ovlivňovat. Podle toho, jak je tato proudová dráha, obecně nazývaná kanál, dotována, hovoříme o tranzistoru řízeném polem s kanálem N nebo P. Technicky jsou dvě možnosti, jak nechat působit elektrické pole na proudový kanál, a to bud přes závěrnou vrstvu přechodu nebo přes zvláštní izolační vrstvu. Pak existuje FET s přechodovým hradlem označovaný také JFET (junction FET) nebo na druhé straně FET s izolovaným hradlem označovaný IGFET (insulated-gate-FET). Posledně uváděný typ tranzistoru se ještě rozděluje na ochuzovací a obohacovací typ, o čemž bude pojednáno později. Velkou část potřebné teorie o tranzistorech typu FET vytvořil v roce 1952 W. Shockley. První použitelné exempláře se podařilo vyrobit až v roce 1962. FET má obecně tři elektrody, které jsou označovány E (S, source) – emitor, C (D, drain) – kolektor a G (gate) – hradlo. Podle toho, která elektroda se používá společně pro vstup a výstup, mluvíme o zapojení se společným emitorem, kolektorem a hradlem. Důležité zapojení je zapojení se společným emitorem, které představuje analogii k zapojení vakuové triody se společnou katodou. Proudy a napětí jsou označovány v následujících kapitolách takto: proudům je přiřazen index elektrod; ke kterým směřuje proud, u napětí oba indexy udávají, mezi které elektrody je přiloženo napětí.
c) Tranzistor s přechodovým hradlem (JFET)
Obrázek níže ukazuje tranzistor typu JFET s kanálem N, a to jak typickou technologickou konstrukci, tak použití schematické značky u zapojení se společným emitorem, přičemž kružnice označuje pouzdro tranzistoru.
Tranzistor typu JFET s kanálem N (technologické provedení a schematická značka v zapojení se společným emitorem):
K objasnění činnosti JFET využijeme obrázek níže, na kterém jsou znázorněny jeho typické charakteristiky a „idealizovaná“ technologická stavba. Nechť jsou nejprve obě napětí UGS a UDS rovna nule . Vzhledem ke stavbě součástky – ve směru od S k D – pak vzniknou na přechodech PN závěrné vrstvy, které při rovnoměrném dotování mají všude stejnou šířku. Protože jsou všechna napětí nulová, nemůže procházet proud. Stoupá-li napětí kolektor-emitor v udané polaritě od hodnoty 0 V, vytvoří se v kanálu N od S k D proud elektronů, tj. v technickém smyslu vzniká proud (kolektorový proud ID) od D k S – který nejprve podle Ohmova zákona se sklonem odpovídajícím odporu kanálu N lineárně stoupá s UDS . Pak vzniká vlivem kolektorového proudu přes kanál N od D k S úbytek napětí, tj. D se stane kladným vzhledem k S. Protože S a G jsou na napětí 0 V, znamená to pro závěrné vrstvy – při pohledu ve směru od elektrody G – přírůstek závěrného napětí od S k D. Tím se budou závěrné vrstvy rozšiřovat od S k D. Pokud se dále bude zvětšovat proud ID, bude D s napětím UDS stále kladnější, čímž se závěrné vrstvy budou dále rozšiřovat. Tím tyto vrstvy stále více zasahují do kanálu N, uzavírají jej, až se při určité hodnotě UDS budou obě závěrné vrstvy dotýkat a dojde k úplnému uzavření kanálu. Pak již nemůže kolektorový proud růst, ačkoliv roste napětí UDS.
Na obr je možné vidět tuto skutečnost: Proud ID bude omezen odporem zbylého kanálu a příslušným úbytkem napětí na tomto odporu. To, že elektrony mohou vůbec projít závěrnou vrstvou vzniklou před D, je zdůvodněno tím, že hradící účinky působí od kanálu N k hradlu (P), ale nevznikají od kanálu N ke kolektoru D, protože napětí mezi oblastmi „kanál N – přívod D“ není pro elektrony závěrné, ale propustné napětí.
Charakteristika tranzistoru typu JFET s kanálem N:
a) ID = f(UDS) Pro UGS = 0,
b) znázornění chování závěrných vrstev pro různé hodnoty UDS (označeno 1, 2, 3 ve vztahu k průběhu charakteristiky a)
Pro charakteristiku na obrázku výše to znamená:
Při uzavření kanálu se odchýlí dosud stoupající „odporová charakteristika“ doprava (obr. a – 3) a probíhá pak přibližně vodorovně, tedy dále téměř rovnoběžně s osou UDS. Protože ID dále nestoupá, nazývá se tato oblast nasycená (oblast saturace).
Jak je dále vidět na obrázku, neprobíhá uzavření kanálu skokem, ale nastane plynulý přechod, tj. lineární část charakteristiky bude nejprve vlivem závěrných vrstev vnikajících do kanálu vystřídána nelineární charakteristikou, než konečně nastane nasycení. Oblast od nuly do počátku saturace představuje průběh triodové charakteristiky.
Dále vidíme, že charakteristika neprobíhá přesně vodorovně, ale do určité míry s UDS stoupá. To je způsobeno tím, že s rostoucím napětím UDS se stále rozšiřují závěrné vrstvy, tj. oblast velkého odporu před D stále více proniká do kanálu N. To znamená, že kanál N se zkracuje, má v důsledku toho menší odpor a kolektorový proud musí být odpovídajícím způsobem větší. Protože tato změna proudu je poměrně malá, má charakteristika ve směru rostoucího UDS jen nepatrné stoupání. V literatuře bývá tento jev nazýván modulace délky kanálu.
Bude-li se UDS dále zvyšovat, dojde při určité hodnotě k průrazu mezi hradlem a kolektorem (obr. a – 4).
Výstupní kolektorová a převodní charakteristika JFET s kanálem N:
Na obrázku je úplná soustava výstupních kolektorových charakteristik FET s kanálem N
ID = f (UDS) pro UGS = konst
(tj. slovně: ID je funkcí UDS s UGS jako parametrem).
Příslušná převodní charakteristika
ID = f (UGS)
Na obrázku výše vidíme také již dříve uváděnou výstupní charakteristiku pro UGS = 0. Bude-li UGS záporné, zvětší se automaticky závěrné napětí mezi G a D. To znamená, že koleno charakteristiky a rovněž Zenerův jev mohou vznikat při nižších hodnotách UDS, a tím i při nižších hodnotách ID.
Charakteristiky se tedy posunou, jak je ukázáno v obrázku výše, k nižším hodnotám. Protože se v souladu se známým řešením Poissonovy rovnice:
mění šířka kanálu d (prostřednictvím šířek závěrných vrstev) nelineárně (přibližně kvadraticky), musí být funkční závislost mezi kolektorovým proudem ID a napětím hradla UGS při konstantním UDS rovněž nelineární.
Popsané poměry zobrazuje převodní charakteristika ID = f (UGS). Z ní můžeme vyjádřit strmost součástky, která zde nabývá řádově hodnoty:
Protože strmost udává, jak se mění výstupní proud v závislosti na vstupním napětí, je tato veličina měřítkem pro zesilovací vlastnosti součástky.
To, že místo jedné převodní charakteristiky se zde tentokrát neobjevila soustava křivek, je způsobeno tím, že výstupní charakteristiky v oblasti nasycení mají jen malou strmost. Platí tedy jen jediná charakteristika pro všechny hodnoty UDS v oblasti nasycení, tj. ve vlastní pracovní oblasti JFET.
Přibližný vztah pro oblast nasycení je:
kde IDm je maximální driftový proud při UGS = 0 a UDS = konst (zkrat) a Up je napětí kolena při UGS = 0 V. Maximální hodnota driftového proudu je přitom úměrná:
tj. přímo úměrná pohyblivosti nosičů náboje b a šířce kanálu d a nepřímo úměrná délce kanálu l. Kolektorové napětí, při kterém dochází k ohybu charakteristiky (k uzavírání kanálu), je závislé na UGS. Lze je vypočítat takto:
Pro lineární triodovou oblast platí vztah s k1 a k2 jako specifickými konstantami:
kde funkce
působí pouze v oblasti uzavírání kanálu.
Protože řízení JFET probíhá pomocí hradla, přičemž mezi G a S leží závěrná vrstva provozovaná ve zpětném směru, je vstupní proud velmi malý, a tím vstupní odpor velmi velký (dosahuje hodnoty až 1012 ohmů). Uvedený poznatek má pro napěťové přizpůsobení velký význam. Je však nutné mít na paměti, že vstupní odpor je přirozeně jako přechod PN silně teplotně závislý.
Připojíme-li k hradlu kladné napětí, budou (od hodnoty prahového napětí diody výše) přechody hradla PN v pólovány v přímém směru, tj. vznikne poměrně velký proud. Protože tím silně klesá vstupní odpor, nemá tento případ téměř žádný význam. V zásadě je zřejmé, že u JFET můžeme řídit velký kolektorový proud zanedbatelně malým proudem hradla. JFET je tedy použitelný jako zesilovač proudu. Obdobná situace je v zesilování napětí, tento případ bude popsán později. Zvlášť významná je u této součástky skutečnost, že ID jako proud majoritních nosičů je unipolární. Tím je přirozeně i menší teplotní závislost, protože na jedné straně je hustota majoritních nosičů mnohem větší než hustota částic vznikajících tepelnou emisí a na druhé straně se téměř nemění pohyblivost b, protože hustota majoritních nosičů je v porovnání s hustotou volných nosičů náboje ve vodiči poměrně malá. Za zmínku ještě stojí, že u této součástky je nízký i podíl šumu, takže je vhodná pro použití při zesilování malých vysokofrekvenčních signálů. Uvažujeme-li JFET s kanálem P, je v symbolu tranzistoru šipka v opačném směru. Dále se obrátí polarity všech proudů a napětí, tj. ID a UDS jsou záporné, UGS oproti tomu kladné. V praxi se především z technologických důvodů prosadil JFET s kanálem N.
Dosud diskutovaný tranzistor bývá nazýván horizontální FET vzhledem k horizontální poloze kanálu, a tím i k průběhu proudu. V důsledku geometrie kanálu není vhodný pro použití v oblasti vyšších výkonů (jednotky až stovky wattů). K těmto účelům používáme vertikální FET, označovaný zkráceně VFET. Na obrázku níže je zobrazen příklad VJFET, tvořeného z několika tisíc (např. 10 000) jednotlivých tranzistorů zapojených paralelně, kdy každý přechod hradla (viz sítovou strukturu hradla na obr. b) od S k D představuje jeden tranzistor. Také struktura proudů je vertikální. Jako koncový tranzistor nf zesilovačů se často používá v triodové oblasti.
Vertikální výkonový JFET (VJFET) s kanálem N:
a) technická realizace
b) základní uspořádání
Pro úplnost se ještě zmíníme o zvláštní formě JFET, a to o diodě s vlivem elektrického pole FED (field-effect-diode). Na obrázku níže je zobrazena její charakteristika. U FED je emitor spojen přímo s hradlem, takže UGS je stále nulové. V prvním kvadrantu má charakteristika typický průběh „konstantního proudu“, zatímco ve třetím kvadrantu má „odporový průběh“. FED se proto používá vzhledem k průběhu charakteristiky v prvním kvadrantu jako zdroj konstantního proudu, popř. jako omezující dioda.
Charakteristika FED:
Na tomto místě poznamenejme, že průběh charakteristik JFET je ve třetím kvadrantu charakteristiky ID = f (UDS) obdobný charakteristice na obrázku výše. Protože vzhledem k přepólovanému napětí UDS nemůže již nastat uzavření kanálu, nedochází k zesílení a charakteristika má jen vlastnost odporové závislosti; JFET může tedy být v okolí nuly (pro UDS) použit jako proměnný rezistor.
d) Tranzistor s izolovaným hradlem (IGFET)
U tranzistoru typu IGFET neprobíhá řízení prostřednictvím závěrné vrstvy, nýbrž pomocí izolační vrstvy. Ta je v mnoha případech tvořena vrstvou oxidu, a proto vznikl název MOSFET (metall-oxide-semiconduktor). U tranzistoru s izolovaným hradlem rozlišujeme ochuzovací typ (depletion type) a obohacovací typ (enhancement type). Použití křemíku jako základního materiálu v následujících příkladech vychází ze skutečnosti, že potřebné izolační vrstvy lze „relativně“ snadno vyrobit ve formě oxidu křemičitého SiO2.
a) Ochuzovací typ IGFET
Ochuzovací typ IGFET s kanálem N (technologické uspořádání, schematická značka, výstupní a převodní charakteristiky pro zapojení se společným emitorem)
Obrázek výše zobrazuje ochuzovací typ IGFET, který je v praxi nejrozšířenější v provedení s kanálem N. Protože zde čtvrtá elektroda není jako u JFET přiřazována hradlu, ale většinou emitoru, kreslí se ve schematické značce odděleně a. označuje se obecně jako vývod substrátu (podložky).
Řídicí mechanismus tohoto IGFET je charakterizován tím, že do kanálu N neproniká jako u JFET závěrná vrstva, ale elektrické pole, které přes velmi tenkou izolační vrstvu (< 1 µm) spolu se závěrnou vrstvou protilehlé strany způsobí vznik kolena charakteristiky. K uzavírání kanálu dochází takto: Zvětší-li se ID při konstantním UGS (např. UGS = 0), roste s ID také napěťový úbytek UDS. Protože je oproti kolektoru D kladný, působí jako závěrné napětí na přechod PN a jako záporné předpětí na hradlo G, protože hradlo je o tuto část napětí zápornější než D. Tím do kanálu N vniká ze strany přechodu PN závěrná vrstva a od hradla záporná oblast elektrického pole vytlačující elektrony, až konečně po spojení obou oblastí dojde k uzavření kanálu. Podobně jako u JFET stoupá tedy výstupní charakteristika nejprve lineárně s velkou strmostí a pak probíhá po uzavření kanálu s malým sklonem dále. Změní-li se nyní UGS na záporné, vypudí toto napětí další nosiče záporného náboje, takže uzavření kanálu nastane vlivem ochuzení kanálu z hlediska nosičů záporného náboje dříve, tj. při menším ID. Od právě uvedeného jevu ochuzování byl odvozen název „ochuzovací typ“. Kladné hodnoty UGS působí přirozeně proti ochuzování, což znamená, že koleno charakteristiky se posune k vyšším hodnotám ID.
Protože elektrické pole může izolační vrstvou do polovodiče pronikat obtížněji, než se mohla v polovodiči rozšiřovat závěrná vrstva, musí být řídicí napětí na hradle IGFET větší než u JFET. To má za následek zmenšení strmosti, různé podle technologie výroby. Dosahuje se hodnot:
Jak můžeme vidět na charakteristikách IGFET na obrázku výše, je také zde (podobně jako u JFET) průběh nelineární (přibližně kvadratický) a závislý na UGS, avšak tento typ tranzistoru může být řízen jak kladným, tak záporným napětím hradla. Uváděná skutečnost vyplývá z toho, že proud izolační vrstvou je jak pro kladná, tak záporná napětí hradla přibližně nulový, zatímco u JFET to vzhledem k vstupnímu přechodu PN není možné. U IGFET tedy nastává kapacitní řízení, takže se proti JFET vstupní odpor ještě zvýší. V současné době lze dosáhnout hodnot řádu 1015 ?, což znamená v podstatě nevýkonové řízení. Uvažujeme-li IGFETs kanálem P, je šipka v schematické značce opačně orientována. Dále se obrátí smysly všech proudů a napětí. Existují ještě další technologická uspořádání ochuzovacího typu IGFET. Jedním z důležitých provedení se budeme zabývat v závěru následujícího odstavce b).
Pro řídicí techniku je v současnosti nejdůležitější IGFET v provedení MOS, obohacovací typ s kanálem P nebo N. Obrázek níže ukazuje typ s kanálem P v nejobvyklejším zapojení se společným emitorem.
S přihlédnutím ke stavbě součástky a pólování pomocí UDS nemůže mezi S a D procházet proud, jestliže UGS = 0, protože závěrná vrstva přechodu kolektor-substrát-přechod PN je pólována ve zpětném směru. Při využití křemíkové polovodičové techniky je tento proud nejvýše řádu pikoampérů.
MOSIGFET, obohacovací typ s kanálem P, v zapojení se společným emitorem
(technologické uspořádání, schematické znázornění, výstupní charakteristiky a převodní charakteristika):
Dosáhne-li UGS záporných hodnot, budou vlivem elektrického pole v tenké oblasti N před hradlem vytlačovány elektrony a na jejich místo přijdou díry. Mezi oběma „ostrůvky P“ vznikne tenké „spojení P“, tj. kanál P. Protože tento kanál vznikne „obohacením“ tenké oblasti N pod hradlem děrami, dostal tento IGFET název obohacovací typ. Jestliže tedy určitým napětím UGS vznikl kanál, může prudce stoupnout s UDS kolektorový proud ID, který podle znaménka bude záporný, protože směr ID je opačný, než je udáno na obrázku. Jak silně stoupne kolektorový proud, závisí na řídicím napětí UGS, protože jeho velikost určuje hloubku proudového kanálu. Tím lze i zde ovládat nevýkonově výstupní proud ID vstupním napětím UGS, tj. řídit, protože izolační vrstvou při G nemůže procházet vstupní proud, což stejně jako u ochuzovacího typu IGFET má za následek vysoký vstupní odpor 1012 až 1015 ohmů. Právě popsaný proces řízení součástky je zřejmý ze vstupní charakteristiky na obrázku výše, přičemž vlivem prostorového náboje stoupá ID s rostoucím UGS silně nelineárně. Vstupní charakteristiky lze objasnit takto: Jestliže se záporným napětím hradla vytvořil kanál P, stoupá prudce kolektorový proud ID. Následuje úbytek napětí v kanálu P od elektrody D k S, tj. D je zápornější proti S. Toto záporné napětí působí proti napětí hradla tak, že se kanál ve směru od S k D zúží a při dostatečně velkém ID, tj. při dostatečném napětí od D k S, se u D uzavře. Tím nemůže ID dále stoupat, což znamená, že charakteristika se ohne a probíhá dále jako u jiných typů přibližně vodorovně, tedy téměř rovnoběžně s osou UDS. Zvětší-li se napětí hradla, posune se tato charakteristika nelineárně k větším hodnotám ID . Je to způsobeno tím, že proudový kanál vzniká hlouběji v tenké oblasti N, což je zřejmé z průběhu převodní charakteristiky.
Matematická interpretace průběhu charakteristiky v oblasti nasycení (saturace) ukazuje i zde přibližně kvadratický charakter:
K je materiálová konstanta; která jako IDm je úměrná bd/l, a UTH je prahové napětí (threshold voltage). UTH zde má zvláštní význam, protože toto napětí udává, pro jaké UGS bude ID = 0, tj. od této úrovně stoupá kolektorový proud od nuly pro |UGS| > UTH. UTH leží obvykle v rozsahu (0,25 až 5) V. Prahové napětí UTH lze objasnit fyzikálně: Nejprve musí řídící napětí dosáhnout velikostí (0,25 až 1) V, aby vůbec vznikl kanál. V mezní vrstvě mezi oxidem a substrátem (polovodičový materiál dotovaný N) je podle druhu technologie více nebo méně kladných povrchových nábojů, které proti substrátu působí jako kladné předpětí. Toto „předpětí“ musí být kompenzováno záporným napětím UGS na hradle (což je druhá podmínka pro vznik kanálu), tj. vlastní efektivní řídící napětí má hodnotu |UGS| – UTH.
Tím klesá ještě více strmost, a to na hodnotu kolem
Pro triodovou oblast charakteristiky platí:
přičemž UDS působí pouze v oblasti nárůstu charakteristik. Z výstupních charakteristik na obrázku výše je rovněž vidět, že také zde charakteristiky neprobíhají vodorovně, ale do určité míry stoupají s UDS. To vyplývá z této skutečnosti: s přírůstkem UDS proniká závěrná vrstva přechodu kolektor-substrát-přechod PN do materiálu N, a to i ve směru kanálu P. Tím se zmenšuje uzavřená část kanálu, tj. dráha bude mít nižší odpor než v ideálním případě. Uvedené skutečnosti objasňují, proč charakteristiky neprobíhají vodorovně, ale s rostoucím UDS vykazují nepatrné stoupání vlivem mírného růstu kolektorového proudu. Jestliže se UDS zvětší tak, že závěrná vrstva přechodu kolektor-substrát-přechod PN dosáhne emitorové oblasti, nastane průraz úseku kolektor-emitor, protože UDS pak „dosáhne“ přímo od D až k S.
Tento IGFET díky vysokému vstupnímu odporu (který je způsoben izolační vrstvou a není na rozdíl od přechodu PN tranzistoru typu JFET téměř teplotně závislý) a vzhledem k výborným „spínacím vlastnostem“
UDS = 0: neprochází kolektorový proud ID
UGS < UTH: prochází proud ID
hraje významnou úlohu v číslicové technice. Rozhodující význam má při realizování klopných obvodů přechod s izolační vrstvou, který umožňuje kapacitní řízení hradla vlivem kapacity hradlo-emitor.
IGFET se také používá v zesilovačích, přestože jeho použití není bez problémů, protože vlivem tenké izolační vrstvy hradla je velmi citlivý na statické náboje, dále v důsledku stavby kanálu vykazuje vyšší šum než JFET a jeho strmost je v horizontálním provedení poměrně malá.
Je vhodné poznamenat, že ve schematické značce u IGFET s kanálem N bude mít šipka opačný směr a že polarity proudů a napětí budou opačné, tj. kladné. V praxi se v současnosti používají obohacovací typy MOSFET s kanálem N nebo P, a to v integrovaných obvodech s technikou kanálu P ve „vysokonapěťovém“ provedení (UTH = -2 až -5 V, provozní napětí -10 V až -30 V) a s technikou kanálu N (UTH = 0,25 až 1,5 V, provozní napětí 1,5 až 8 V).
Existují také tranzistory typu MOSFET, které mají schematicky stejnou stavbu jako IGFET na obrázku výše, avšak jsou opačně dotovány (tj. NPN) a pracují jako ochuzovací typ. Tím začnou být účinné kladné nosiče nábojů, které jsou stále přítomny v mezní vrstvě mezi oxidem a substrátem. Ty vyvolají již při UDS = 0 vlivem influence obrácení (inverzi) druhuvodivosti polovodiče P mezi ostrůvky S a D dotovanými N, takže již v tomto stavu může vytvořením kanálu N v substrátu P procházet značný kolektorový proud. Se záporným napětím hradla (jak bylo popsáno v bodu a) je kanál ochuzován z hlediska nosičů náboje a kolektorový proud klesá k nule. Pro kladné napětí hradla lze tento tranzistor přirozeně použít jako obohacovací typ.
Shrnutí z hlediska použitelnosti v NF technice
MOS případně MOSFET jsou vyráběny planární technologií s kanálem souběžným s povrchem polovodiče, nazývají se horizontální (nebo také laterální). Název je odvozen z horizontální polohy kanálu. Kanál je umístěný na povrchu křemíkové destičky. Průchodem proudu přes jeho odpor vzniká teplo. Křemíková destička je ale připájena k pouzdru tranzistoru zespodu, tedy teplo je odváděno přes celou šířku polovodivého materiálu. Polovodivý materiál má špatnou tepelnou vodivost, a tak dochází k přehřívání kanálu. Horizontální tranzistory nejsou vhodné k použití asi nad 100 mW kolektorové ztráty. Další nevýhodou technologie je uložení všech tří elektrod na jedné straně křemíkové destičky. Tím je znemožněno dosáhnout mezi kolektorem a emitorem vyšší průrazné napětí. Navzdory tomu se ještě stále používají v zesilovačích pro velmi věrnou reprodukci. Důvodem je zřejmě jejich výhodná převodní charakteristika, a tak nečiní velké potíže upravit stávající zapojení využívající bipolárních tranzistorů pouze pomocí úpravy předpětí na bázích. Právě díky těmto vlastnostem se stále používají tranzistory 2SK134/2SJ49 (Hitachi) v pouzdře TO3, nebo klasické tranzistory Hitachi 2SK133-135 a 2SJ48-50 vyráběné laterální technologií LDMOS. Topologie těchto součástek mívají plošně členěné uspořádání podobné hřebínkové struktuře výkonových BJT. S jistým úspěchem jdou po mírné úpravě zapojení přímo použít v našich zapojeních. Výkonově ale nejsou nic moc. Možnosti LDMOS technologie končí u proudů řádově jednotek ampér a napětí 50 až 100 V. Laterální tranzistory LDMOS mívají plošně členěné uspořádání podobné hřebínkové struktuře výkonových BJT. V současnosti je důležité jejich uplatnění ve výkonových integrovaných obvodech.
Prvním pokusem o zmenšení příliš velkého úbytku napětí v sepnutém stavu (zkrácením délky kanálu) byla struktura LDMOS (Lateral Double Diffused MOS). Výhodou této struktury je možnost přesného nastavení délky kanálu pomocí boční difúze. Přenesením elektrody D na druhou stranu křemíkové destičky vznikla vertikální struktura VDMOS (Vertical Double Diffused MOS). Tím byla lépe využita plocha křemíkové destičky u součástek pro větší proudy, ale i zajištěna dostatečná izolační pevnost mezi kolektorem a emitorem u vysokonapě»ových součástek a zároveň možnost dobrého odvodu tepla (tj. více či méně jsou řešeny všechny výše uvedené problémy).
Perspektivní výkonové tranzistory V-MOS
Dalším způsobem, jak zajistit dobrou reprodukovatelnost délky velmi krátkého kanálu, je využití technologie vertikálního selektivního leptání. Vzniká charakteristický tvar tzv. V leptu nebo U leptu. Výslednou strukturu označujeme jako VMOS (V lept MOS) nebo správněji VVMOS (Vertical V lept MOS). Struktura byla používána v osmdesátých letech pro menší proudy (před rozšířením struktur VDMOS). Dnes v katalozích nalezneme hlavně modifikované struktury UMOS (U lept MOS).
Pro výkonové aplikace jsou v současné době užívány struktury VDMOS (většinou označované jednodušší zkratkou DMOS) s kanálem typu N, méně typu P nebo komplementární dvojice. Vysokonapě»ové typy jsou pouze typu N. Struktury jsou vytvořeny velkým množstvím (10 000 i více) dílčích struktur malých rozměrů (délka kanálu 1 až 5 mm), a to paralelně spojených. Společným kolektorem pro všechny dílčí tranzistory je substrát. Dílčí elektrody S a G jsou spojeny na horní straně čipu vodivou sítí (hliník a poly-Si). Proud protéká laterálně přes kanál (u DMOS, u VMOS je i kanál vertikální) a potom vertikálně přes vrstvy N- a N+ (zajistí malý odpor v sepnutém stavu). Jde o struktury s indukovaným kanálem (obohacovcí typ, enhancement mode), tedy při nulovém napětí na hradle jsou nevodivé (prahové napětí je kladné pro kanál N a záporné pro kanál P). Běžné struktury vyžadují pro sepnutí vstupní napětí 10 až 15 V. Napětím nulovým jsou udržovány spolehlivě ve vypnutém (nevodivém) stavu. Tranzistory označené jako logic level MOSFET jsou kompatibilní s logickými úrovněmi TTL. Obvyklé prahové napětí je u této kategorie 2 až 4 V, nižší než 2 V není vhodné, snižuje se totiž se stoupající teplotou a mohlo by docházet k pootevření tranzistoru při přiblížení prahového napětí a úrovně log 0. Také pro zesilovací aplikace je výhodnější nižší prahové napětí. Na druhou stranu mají v oblasti spínání velmi vysokou strmost. V zapojeních typu emitorový sledovač jsou použitelné dosti obtížně, pouze za předpokladu vysokého klidového proudu a tepelné kompenzace. Technologie výkonových tranzistorů MOS je blíže technologii integrovaných obvodů než technologii bipolárních výkonových součástek. Součástky různých výrobců se při stejném principu od sebe liší geometrickým uspořádáním jednotlivých dílčích struktur a jsou označovány zkratkami, které slouží jako obchodní názvy:
a) trojúhelníkové oblasti – TRIMOS (RCT a Texet),
b) šestiúhelníkové oblasti – HEXFET (International Rectifier),
c) čtvercové emitorové oblasti – SIPMOS (Siemens), TMOS (Motorola).
Průkopnická firma International Rectifier vyvinula ucelenou typovou řadu s tranzistory obou vodivostí pod označením IRF. a Siemens užívá značení BUZ.
Dosažitelné maximální napětí mezi kolektorem a emitorem bývá až 1000 V a proud až 200 A . Mezní kmitočet dosahuje 10 MHz.
Realizace moderních výkonových tranzistorů vede rovněž od horizontální k vertikální struktuře. Obrázek níže ukazuje VMOSFET s kanálem N, obohacovací typ, přičemž dotované vrstvy leží jedna na druhé a struktura MOS vznikla na obou stranách rýhy vyleptané do tvaru V. Dochází tak ke zdvojení proudových drah a technologicky je dána jednoduchá možnost vytvořit tyto struktury V mnohonásobně na polovodičovém substrátu, popř. je řadit paralelně. Tyto skutečnosti a dobré zvládnutí technické realizace krátkých kanálů (asi 1,5 µm) (na rozdíl od délky kanálů 5 µm u horizontálních MOSFET) zvyšují výkonové možnosti této struktury. Konstrukce takových součástek umožňuje např. spínání proudů až 10 A při napětí více než 100 V v oblastech nanosekund. Odpor emitor-kolektor v propustném stavu je asi (1 až 5) ? proti (1 až 10) k? u horizontálních MOSFET. Z hlediska uvedeného odporu, který vzhledem k nezbytné kapacitě hradla a vodičů vede k velkým časovým konstantám, a tím i k relativně delším spínacím dobám, má horizontální MOSFET proti VMOSFET horší frekvenční vlastnosti – delší spínací doby. To platí jen tehdy, pokud není paralelně zapojeno příliš mnoho struktur V pro dosažení vysokých proudů, protože se tím značně zvyšuje kapacita hradla. Struktura V se díky krátkým spínacím dobám a příznivé technologii využívá v systémech zpracování informace (v oblasti malých výkonů), např. v polovodičových pamětech atd.
Vertikální MOSFET s kanálem N a strukturou V
(struktura, výstupní charakteristiky a převodní charakteristika): Důležitým kritériem pro použití tranzistorů při konstrukci zesilovačů je téměř lineární chování tranzistoru při napětí hradla UGS ? 3 V. Tato linearita a téměř vodorovný průběh výstupních charakteristik jsou způsobeny krátkým kanálem a poměrně velkým napětím kolektor-emitor (10 V až 50 V). Protože strmost S, jak ukazuje převodní charakteristika, nabývá vysokých hodnot řádu od 0,1 A/V do 1 A/V, dochází i k velkému napěťovému zesílení. Proudové zesílení je rovněž vysoké v důsledku velkého vstupního odporu hradlo-emitor (106 ? až 1012 ?). Výsledkem je vysoké výkonové zesílení. Tranzistory typu VMOS jsou také vyráběny se strukturou U. Označujeme je pak UMOSFET. Na obrázku níže je zobrazen jiný druh výkonového tranzistoru MOS, a to vertikální VMOS s kanálem N, obohacovací typ s mnoha horizontálními, paralelně spojenými kanály s vertikálním přechodem proudu. Tento tranzistor, který vznikl z DMOSFET (double difused MOSFET), je označován SIPMOSFET (Siemens-Power-MOSFET). Také zde se vyskytují vysoká proudová, napěťová a výkonová zesílení při proudech kolem 30 A a napětích větších než 100 V. Těchto hodnot se dosahuje, protože planární technologií lze realizovat extrémně krátký kanál o délce menší než 1 µm. Jinak platí totéž jako u VMOSFET.
SIPMOSFET (struktura, výstupní charakteristiky a převodní charakteristika):
Výkonové tranzistory MOS, často označované MOSPOWERFET, jsou k dispozici v provedení s kanálem N, P, a to především jako obohacovací typy.
Ochranné obvody tranzistorů MOS
Tranzistory MOS se často vyrábí s různými ochranami proti přehřátí, proti nadměrnému kolektorovému proudu a proti přepětí.
Nejprve si všimněme proudového přetížení. Čidlo proudu je možno realizovat sériovým rezistorem s odporem několika mohmů v emitorovém přívodu. Tento způsob se používá zejména u bipolárních tranzistorů. Úbytek napětí je snímán a vyhodnocován pomocí ochranných obvodů zesilovače.
U tranzistorů MOS se využívá především čidla proudu s proudovým zrcadlem. Princip je následující. Struktura výkonového tranzistoru VDMOS sestává z velkého množství paralelně spojených základních buněk, které jsou vytvořeny monolitickou integrací na jednom čipu. Přiložením řídicího napětí se vytvoří v každé buňce pod řídicí elektrodou (gate) vodivý kanál, který umožňuje průchod kolektorového proudu. Je-li u části buněk vytvořen samostatný a nezávislý emitorový (source) vývod (označuje se jako CS – current sense), prochází jim vzhledem k paralelnímu spojení kanálů proud, který je určitou částí (např. jedna tisícina) kolektorového proudu. Tento proud prochází snímacím rezistorem a umožňuje snímat napětí úměrné proudu procházejícímu součástkou. Snímací rezistor se zapojuje mezi snímací emitorový vývod CS a vývod spojený s emitorem. Neužívá se vývod emitoru, ale speciální vývod, označovaný jako K (Kelvin terminal, Kelvinův bod), je to vlastně napěťová svorka (její potenciál není ovlivněn úbytkem napětí na emitorovém vývodu). Připojí se na analogovou zem. Tranzistor má celkem 5 elektrod. Obr. 2. Další možnou ochranou je snímání proudu přímo na ohmickém odporu sepnutého kanálu. Tato ochrana se označuje jako saturační. Její výhodou je to, že chrání tranzistor i před přehřátím, protože odpor kanálu se se zvyšující teplotou rovněž zvyšuje. Tato velmi dokonalá ochrana je použita v našem zesilovači ve třídě „D“.
|
|
|
|
Obr. 2. Princip snímání protékajícího proudu |
|
Výkonový tranzistor opatřený snímačem proudu je často používán jako samostatná součástka s označením SENSFET (Motorola), HEXSENS (International Rectifiers) nebo MirrorFET (IXYS).
Při použití čidla proudu je možno realizovat realizovat přímo na čipu nebo i externě ochranu proti proudovému přetížení. Jestliže proud překročí mezní úroveň, je vyhodnocen úbytek napětí na snímacím rezistoru a je aktivován elektronický obvod který má za úkol odbudit výkonový tranzistor MOS. Pokud je snímací rezistor realizován z křemíku, tak vzhledem k teplotnímu koeficientu se snižuje mezní proud s rostoucí teplotou. Takovéto ochrany podstatně snižují možnost proudového přetížení výkonového tranzistoru.
Z hlediska možného napěťového přetížení tranzistoru patří mezi klasické přepěťové ochrany připojení vnějšího sériového obvodu RC nebo obvodu RDC, které omezují napěťové špičky spojené se spínání v obvodech s indukčnostmi. Nazývají se také odlehčovací obvody či zhášecí obvody (snubber circuits). Nevýhodou ochrany je náročnost na prostor, kvalitu součástek, někdy navíc zvyšují celkové ztráty obvodu. Můžeme též použít omezovací obvody z lavinových nebo Zenerových diod. Lavinová dioda může rovněž být integrovaná do struktury výkonových polovodičových součástek. S vysokým proudem diodou v režimu lavinového průrazu je spojen vysoký ztrátový výkon a hrozí lokální přehřátí struktury, proto je tento typ ochrany možno použít pouze pro velmi krátké přetížení. Alternativou je použití ochrany pomocí diod antisériově zapojených mezi kolektor a řídicí elektrodu. Pokud je překročeno průrazné napětí diod, dojde k připojení kladného napětí na řídicí elektrodu s následným sepnutím struktury a nemůže do jít ke zničení výkonové součástky.
Další ochrana je na omezení přepětí hradla. Velké kapacity ve struktuře tranzistoru mohou významně ovlivňovat přechodový děj při otvírání a zavírání tranzistoru. Při rychlé změně výstupního napětí může díky Millerovu jevu vzniknout na hradle impuls napětí uGS s hod-notami až do desítek voltů. To zpomaluje zavírání (kladná zpětná vazba) tranzistoru, jev je viditelný při vyšší impedanci zdroje buzení. Řešení je v malé impedanci zdroje buzení, dále je účelné připojit mezi hradlo a emitor Zenerovu diodu. Tato Zenerova dioda chrání také proti průrazu oxidové vrstvy pod řídicí elektrodou (ochrana proti statické elektřině nebo jinému přepětí na vstupní elektrodě).
Tímto způsobem je možno realizovat součástku s integrovanou přepěťovou a nadproudovou ochranou, která zároveň omezuje maximální závěrný proud v závislosti na teplotě struktury. Tyto typy součástek se někdy označují jako SMART DISCRETE (např. firma Motorola).
Jako senzor teploty je možno využít v integrovaných strukturách teplotní závislost propustného napětí na přechodu PN při konstantním proudu (klesá lineárně s teplotou), teplotní závislost závěrného proudu přechodu PN při konstantním závěrném napětí (roste exponenciálně s teplotou), nebo teplotní závislost křemíkového rezistoru. Čidlo z polykrystalického křemíku může být připraveno (napařeno) na oxidové izolační vrstvě v blízkosti nejvíce teplotně namáhaných míst.
Výše uvedená čidla a ochranné funkce patří mezi základní znaky „inteligentních“ součástek, které se označují souhrnným názvem SMART POWER, resp. SMART DISCRETE. Vývody (především vstupy) jsou běžně chráněny proti statické elektřině (ESD) Zenerovými diodami, ve schématických značkách to obvykle není vyznačeno.
|
|
|
Obr. 3. Schématická značka tranzistoru s ochranou: a) proti předpětí a proti tepelnému přetížení, b) tatáž struktura v pětivývodovém provedení, vývod flag nese informaci o stavu ochran |
Kombinují výhodné vlastnosti tranzistorů MOS jako jsou vysoká vstupní impedance, vysoké výkonové zesílení, dobré kmitočtové vlastnosti, napěťové řízení, teplotní stabilita a bipolárních tranzistorů z důvodu vyšší proudové zatižitelnosti. První realizací byla kombinace tranzistoru MOS a bipolárního tranzistoru podobná Darlingtonovu zapojení. Tranzistor MOS zajišťuje vysokou vstupní impedanci a umožňuje řídit výkonový bipolární tranzistor velmi malým vstupním proudem, bipolární tranzistor dodává potřebný kolektorový proud. Bohužel tyto součástky neumožňují urychlit vypínací proces bipolárního výkonového tranzistoru záporným proudem báze.
Zdokonalením tohoto principu vznikly tranzistory IGBT. Nacházejí uplatnění hlavně při spínání proudů nad 10 A. Jsou nepatrně pomalejší oproti tranzistorům MOS a téměř řádově rychlejší vůči BJT. Z hlediska uživatele se řídicí elektroda chová stejně jako u tranzistoru MOS. Mezi kolektorem a emitorem (je to čtyřvrstvá struktura) je chování podobné tranzistoru NPN (polarita napětí a proudu). Tranzistor IGBT se musí vypínat záporným napětím, není dovoleno vypínat je pouze nulovým napětím.
Struktura tranzistorů IGBT je znázorněna na obr. 4, vidíme, že je podobná struktuře tranzistoru VDMOS (nahrazením substrátu N+ substrátem P+). Jde opět o paralelní kombinací dílčích buněk. V období po vynálezu struktury v r. 1982 byla pro tuto strukturu různými firmami používána různá označení, např. IGT (Insulated – Gate Transistor) používala firma General Electric, COMFET (Conductivity Modulated FET) používala firma RCA, GEMFET (Gain – Enhanced MOSFET) používala firma Motorola. V současné době (zhruba od r. 1988) se pro strukturu všeobecně používá označení IGBT, někdy IGT. Tranzistor IGBT nemá vestavěnou antiparalelní diodu, obvykle se integruje jako samostatný čip do společného pouzdra.
|
|
|
Obr. 4 Struktura dvou používaných struktur tranzistoru IGBT |
Tranzistor IGBT je možné uvažovat jako bipolární tranzistor PNP řízený do báze tranzistorem MOS. Po sepnutí tranzistoru MOS jsou nosiče injektovány do vrstvy N z vrstvy P+, která je emitorem tranzistoru PNP. V sepnutém stavu lze aproximovat voltampérovou charakteristiku diodou IGBT v sérii s tranzistorem MOS. Pro kladný tepelný součinitel odporu kanálu dílčí struktury MOS je možné realizovat (podobně jako výkonový MOS) výkonové IGBT jako integrovanou strukturu velkého počtu buněk paralelně spojených v jednom čipu (hustota integrace srovnatelná s výkonovými MOS); běžné čipy mají plochu asi 150 mm2, špičkově bylo dosaženo plochy 400 mm2.
Vyráběné struktury jsou dvojího druhu: symetrická (se stlačeným polem, PT, punch-through structure) a nesymetrická (NPT, non-punch-structure). Struktura NPT je základní a sestává ze čtyř vrstev N+PN-P+. Hradlo je z poly-Si a překrývá vrstvy N+ (oblast source, samozákryt) P- (oblast kanálu) a N- (epitaxní vrstva u PT nebo substrát u PT). Kontakty source (emitoru) spojují vrstvy N+ a P-. Kolektor (drain) je vyveden ze spodní strany. Závěrné napětí je určeno (drženo) přechodem P+N- a bývá do 4500 V. Charakteristickými vlastnostmi jsou: nízká injekční účinnost, velká doba života nosičů, velké UCEsat, malé Eoff a teplotně stabilní proud týlu.
Struktura PT má navíc mezivrstvu N+ (stop vrstvu, buffer layer). Tato vrstva umožňuje stlačit elektrické pole a umožní dosáhnout vyššího blokovacího napětí při zachování dobrých propustných charakteristik. Struktura PT se proto také nazývá struktura se stlačeným polem. Závěrné napětí je určeno (drženo) přechodem P+N-N+, který má charakter diody PIN, a bývá do 1200 V. Na obr. 10 vidíme elektrické pole na hlavním blokovacím přechodu obou variant tranzistoru IGBT. Charakteristickými vlastnostmi jsou: krátká doba života nosičů, malé UCEsat, velké Eoff a teplotní nárůst proud týlu.
Přestože struktura IGBT se tranzistoru MOS podobá, její funkce je značně odlišná. K pochopení funkce struktury jsou nutné znalosti funkce tranzistoru MOS, bipolárního tranzistoru a výkonové diody. Náhradní schéma struktury tranzistoru IGBT s parazitními prvky je znázorněno na obr. 5
Obr. 5 Struktura tranzistoru IGBT s vyznačenými parazitními prvky
Funkce tranzistoru IGBT je následující. Při přiložení kladného napětí UG na řídicí elektrodu tranzistoru MOS se vytvoří inversní vrstva pod elektrodou, spojující vodivým kanálem emitor N+ s oblastí báze N-. Pokud řídicí napětí je dostatečně vysoké, je odpor kanálu malý. Vodivé propojení emitoru E s bází typu N vyvolává injekci děr z přechodu P+N- Injekce nosičů do oblasti N- (modulace vodivosti) má za následek výrazné snížení sériového odporu RD struktury MOS. Tato vlastnost umožňuje vysokou proudovou hustotu při provozu IGBT. Ve struktuře PT dochází k injekci děr z kolektorové vrstvy P+ přes mezivrstvu N+, kde část děr rekombinuje, takže se zmenšuje injekční účinnost. To má určitý vliv na dynamické vlastnosti struktur PT.
Tranzistory IGBT jsou vhodné v aplikacích vyžadujících vysoká blokovací napětí a velké proudy. Jelikož IGBT mají i velmi dobré dynamické vlastnosti, které umožňují pracovat při relativně vysokých operačních frekvencích, vytlačily v relativně krátké době bipolární tranzistory z většiny aplikací. V současné době jsou vyráběny IGBT v rozsahu napětí 600 V < UCEM < 3 500 V a pro proudy 2 A < IC < 1 800 A při kmitočtech 10 – 40 kHz. Tyto vlastnosti zvýhodňují použití IGBT v mnoha aplikacích, zejména v aplikacích s požadovaným blokovacím napětím přesahujícím 300 V. Jako příklad uveďme tranzistor IRGBC40U pro napětí do 600 V a proud 40 A. Max. ztrátový výkon je 160 W v pouzdře TO220.
Na druhou stranu, diodová část struktury má velký úbytek napětí i pro relativně malé kolektorové proudy (tj. zbytkové napětí v otevřeném stavu je větší než u bipolárního tranzistoru a přibližně odpovídá darlingtonu). Tranzistory IGBT nejsou proto vhodné v aplikacích, kde se požaduje úbytek napětí UCE menší než 1 V.
IGBT s proudem IC přesahujícím 100 A jsou obvykle realizovány v podobě modulu tvořeného několika čipy paralelně spojenými v jednom pouzdře (např. IGBT 2 500 V/1 200 A se skládá z šestnácti paralelně spojených čipů IGBT o ploše asi 1,5 cm2), velmi často s antiparalelně připojenými diodami (RC-IGBT, zpětně propustný IGBT). IGBT vyráběné v současné době sériově dosahují maximálního napětí UCE do 3,3 kV, experimentálně byly realizovány IGBT s napětím do 4,5 kV
Kromě zvyšování maximálního kolektorového napětí se další vývoj ubírá směrem ke snížení saturačního napětí v sepnutém stavu. Optimalizace struktury jednotlivých buněk vede ke snižování odporu kanálu tranzistoru MOS. V nejnovější generaci IGBT pro napětí UCE do 1 200 V je používána struktura Trench MOSFET, která umožňuje ve srovnání se standardní planární strukturou zmenšit úbytek napětí v sepnutém stavu o přibližně 0,5 V a rovněž zmenšit dynamické ztráty v průběhu zapínání a vypínání. To vede jednak k výraznému zvýšení proudové hustoty (plocha čipu pro IGBT s 1 200 V/75 A je v případě Trench IGBT asi pětinová oproti strukturám používaným na počátku devadesátých let, dále ke snížení ztrát, což spolu s optimalizací rozložení rekombinačních center umožňuje výrazně zkrátit vypínací dobu a pracovní frekvenci. Naproti tomu má snížení odporu kanálu struktury MOS za následek určité komplikace při paralelním spojování T-IGBT. Představitelem těchto součástek je např. typ CM600HA-SF (Mitsubishi) s napětím UCES do 600 V, nově i typy s UCES 1 200 V.
Optimalizací struktury a výrazným zkrácením doby života nosičů bylo dosaženo výrazného zkrácení vypínací doby IGBT tak, že maximální frekvence spínání se posunula k hranici 150 kHz pro IGBT s UCES < 600 V (příkladem může být typ IRG4PC50W 600 V/ 27 A s ICM = 220 A) a k hranici 100 kHz pro IGBT s UCES = 900 V (např. IRG4PF50W 900 V/28 A s ICM = 200 A). Při použití rezonančních obvodů (spínání při nulovém proudu) se maximální frekvence posunula až k hranici 300 kHz. Proto lze v relativně blízké budoucnosti očekávat vytlačení tranzistorů MOS z aplikací s frekvencí 100 kHz v této oblasti napětí a proudů.
Hlavní výhodou tranzistorů IGBT je jednoduché buzení (srovnatelné s tranzistory DMOS), nízké ztráty v sepnutém stavu a schopnost spínat velká napětí. Pro vysokonapě ťové aplikace je předností (před tranzistory MOS) i schopnost vydržet proudové přetížení. Pro napětí nad 100 V plně nahrazují bipolární tranzistory a vykazují obecně lepší dynamické vlastnosti.
Unipolární tranzistory v audiotechnice
Na rozdíl od bipolárních tranzistorů řídíme průchod proudu pouze napětím řídící elektrody. Řídící elektroda je izolována tenkou vrstvou oxidu křemíku, tedy má téměř vlastnosti ideálního izolantu. Na první pohled to tedy vypadá, že pro jejich řízení není potřeba žádný proud. Ano, je to pravda, ale pouze pro stejnosměrné obvody. Pro hrubou představu kapacita řídící elektrody CGS u tranzistoru s kolektorovou ztrátou 100 až 150W činí 600 až 1200pF podle typu a použité technologie. Tedy velmi zjednodušeně řečeno, musíme vstupní kapacitu nabít. Nesmíme ale zapomínat na zpětnovazební kapacitu CGD . Ta dosahuje o něco menších hodnot, ale nesmíme zapomínat na fakt, že je nabíjena a vybíjena kolektorovým napětím, tedy její vliv je větší, než by se na první pohled zdálo. Mnozí návrháři počítají pouze s nabíjením statické kapacity, tj se součtem obou kapacit. S tím snad vystačíme v případě klasický Hitachi 2SK134/2SJ49, vyráběných zastaralou technologií. Aby to ale nebylo tak jednoduché, kapacity vykazují nelinearitu. Takto stanovená vstupní kapacita CGS + CGD se u moderních součástek MOS nedá vůbec pro výpočet použít, je totiž nelineární během spínacího cyklu.
Vliv zpětnovazební kapacity CGD můžeme zanedbat snad pouze při výpočtech zesilovačů tak do 100W a osazených laterálními tranzistory. Při použití modernějších V-Mosů a návrhu zesilovačů s vyšším výkonem čítat s vliv zpětnovazební kapacity převažuje a zpětný proud ovlivňuje chování budiče opravdu zásadním způsobem.
Příklad velmi zjednodušeného výpočtu uvedl pan Dudek v Amatérském Radiu viz [3]
Výpočet s uvažováním obou kapacit:
Máme tranzistor IRF 640. UDE = 200V, IDE = 18A, PD = 125 W
z katalogu najdeme: CGD = 130 pF CGS = 1300 pF
Kapacitní reaktance při kmitočtu 30 kHz:
mezi kolektorem a hradlem:
XGD = 1 / (2p f CGD ) = 1 /(2 . 6,28 . 3 . 105 . 1,3 . 10-10) = 2,04 kohm
mezi emitorem a hradlem:
XGD = 1 / (2p f CGE ) = 1 /(2 . 6,28 . 3 . 105 . 1,3 . 10-9) = 204 ohm
Zapojíme -li tranzistor do obvodu koncového stupně 2 x 50V, budou na přechody připojena tato efektivní napětí:
UGD = (UGDP + UGSP) / 1.41 = 50 + 10 / 1,41 = 42, 55 V
UGS = UGSsP / 1.41 = 10 / 1,41 = 7, 09 V
UGDP – špičková hodnota napětí na výstupu
UGSP – špičková hodnota budicího napětí, závislá na strmosti a prahu otevření tranzistoru
Potřebný budicí proud
IG = UGD / XGD+ UGS /XGS = 42,55 / 2,04. 10-3 + 7,09 / 2,04. 10-2 = 20,83 . 10-3 + 34,75 . 10-3 = 55,58 mA
Tedy to je o hodně více než v pramenu [3]. Proud vyvolaný zpětnovazební kapacitou je téměř stejný jak proud vstupní kapacitou. Snahou výrobců je zmenšení kapacity CGD. Takto upravené typy jsou v katalozích značeny jako LC (low charge).
Chceme -li dosáhnout mezních frekvencí srovnatelných s komplementárními zesilovači osazenými komplementárními tranzistory, může být požadovaný budicí proud i větší. Navíc při potřebě vyššího napětí pro otevření zpracováváme i mnohem vyšší výkon, i když jalový. Tím je situace jen horší, dochází k fázovým posunům proudů budiče a tím jsou zesilovače osazené MOSy při špatném návrhu budiče náchylnější k oscilacím. Tento fakt obzvláště vynikne u zesilovačů větších výkonů, kde je použito paralelní řazení tranzistorů FET a kde je i vyšší napájecí napětí. Využijeme-li tedy plně dosažitelné rychlosti těchto součástek, velmi se zvětší náchylnost k nestabilitám a oscilacím. Ale existují i zapojení budičů umožňující dosáhnout rychlostí koncového stupně až 160V/us, což je s bipolárními tranzistory asi nemožné. Ale takovýto zesilovač se může stát vlivem špatné kabeláže velmi rychle středovlnným vysílačem, a něž shoří, stihne spolehlivě neslyšně odprásknout výškáče. Proto i zde je nutno volit rozumný kompromis mezi rychlostí, funkčností a stabilitou. My také nějaké zesilovače s MOSy testujeme, měly by být menší a pěknější.
Strmost tranzistorů MOS bývá poněkud menší než u srovnatelných bipolárních tranzistorů, vyžadují vyšší budicí napětí tedy to znamená vysoké nároky na rozkmit budicího stupně a dodávaný proud. Ještě vyšších hodnot proudů dosáhnem ve spínacím režimu, kde jdou proudy dané strmostí náběhu impulsu. Při vyšších kmitočtech je řídicí proud opravdu značný a může dosahovat hodnot řádově jednotek ampér. Proto používáme speciální budicí obvody.
7. Diodový zpětně závěrný tyristor a triodové tyristory
Protože diodový zpětně závěrný tyristor je v podstatě triodový tyristor bez řídicí elektrody, lze obě součástky popisovat bez obtíží společně. Z charakteristiky na obrázku níže je zřejmé, že triodový tyristor (zpětně závěrný s řídicí elektrodou P) představuje v podstatě diodu. Tento elektronický spínač vyžaduje k zapnutí zapínací impuls. Vzniklý hlavní proud lze vypnout několika způsoby. Tento spínač se používá hlavně v oblasti pohonů a usměrňovací techniky. Ke krátkému objasnění fyzikální činnosti zpětně závěrného tyristoru s řídicí elektrodou P je účelné jeho technologickou čtyřvrstvovou strukturu, tj. sled přechodů PNPN, převést na náhradní schéma komplementárních tranzistorů.
Triodový zpětně závěsného tyristor s řídicí elektrodou P:
Technologická stavba a tranzistorové náhradní zapojeni triodového zpětně závěsného tyristoru s řídicí elektrodou P:
Je-li anodové napětí záporné, jsou oba přechody PN – horní a dolní – pólovány ve zpětném směru, tj. součástka se chová jako dvě diody zapojené v sérii ve zpětném směru. Bude-li anodové napětí Ua kladné, bude pólován ve zpětném směru pouze prostřední přechod PN, tj. společný přechod báze-kolektor obou tranzistorů. Nevyužijeme-li řídicí elektrodu, jsou oba tranzistory zavřeny a anodový proud je dán pouze zbytkovým proudem tranzistorů. Zvětší-li se Ua, stoupne nepatrně i zbytkový proud. Dosáhne-li zbytkový proud tranzistoru PNP hodnoty, která může na elektrodě G řídit tranzistor NPN, dostane se zbytkový proud po zesílení tímto tranzistorem zpět na bázi tranzistoru PNP atd., tj. oba tranzistory jsou při dosažení určitého anodového napětí skokově řízeny. To znamená, že při zaplavení středního přechodu PN mnoha volnými nosiči náboje ztrácí tento přechod blokovací charakter a triodový tyristor se s ohledem na oba zbývající přechody PN chová jako dioda v propustném stavu. Zůstává v propustném stavu, aniž je nutný proud řídicí elektrody. Má-li tyristor zapnout dříve, tedy při menším napětí Ua, musíme chybějící zbytkový proud dodat jednorázově do řídící elektrody jako impuls IG. Uvedené skutečnosti jsou zřejmé ze znázorněných charakteristik na obrázku výše. Protože diodový zpětně závěrný tyristor je v podstatě stejná součástka bez řídicí elektrody, je z uvedeného zřejmé, že charakteristika diodového zpětně závěrného tyristoru je shodná s charakteristikou triodového zpětně závěrného tyristoru pro IG = 0.
Schematická značka diodového zpětně závěrného tyristoru:
Různá provedeni tyristoru a schematické značky:
a) triodový tyristor obecně,
b) triodový zpětně závěrný tyristor s řídící elektrodou P,
c) triodový zpětně závěrný tyristor s řídící elektrodou N,
d) tetrodový zpětně závěrný tyristor,
e) fototyristor
Existují také tyristory s řídící elektrodou N. Jejich schematická značka je na obr. c. Jsou-li použity dvě řídicí elektrody, nazýváme takovou součástku tetrodový tyristor (obr. d). Bude-li řídící elektroda využita jako vstup citlivý na světlo, lze k řízení využít vnitřního fotoelektrického jevu a hovoříme pak o fototyristoru (obr. e). Má-li být triodový tyristor zobrazen obecně, použijeme schematickou značku na obr. a. Až dosud popisované tyristory lze v normálním případě zapnout zapínacím impulsem. K vypnutí se musí přerušit procházející hlavní proud. Existují však vypínati tyristory, které je možné přepínat z propustného do blokovacího stavu a naopak prostřednictvím řídící elektrody. O použití těchto součástek ve výkonové elektronice se diskutuje řadu let, dosud však nejsou sériově vyráběny. Protože se charakteristiky tyristoru vyznačují oblastí záporného diferenciálního odporu, lze tyristor použit podobně jako dvoubázovou diodu ve funkci zdroje impulsů. Protože u tyristoru jsou odpory vodivých drah v „bázi“ „zavedeny“ do obvodu zvnějšku, je konstanta v protikladu k dvoubázové diodě volitelná. Tyristorová součástka speciálně vyvinutá pro tyto účely se nazývá programovatelná dvoubázová dioda. Protože tyristor může dnes zpracovávat blokovací napětí větší než 1000 V a pomocí proudů řídicí elektrody řádu miliampérů mohou být spínány anodové proudy do několika tisíc ampérů, je v současné době jednou z nejdůležitějšich spínacích součástek silnoproudé elektrotechniky. Na závěr uvedeme krátce tři důležité kritické hodnoty tyristoru. Tyristory mají tu nepříjemnou vlastnost, že samovolně zapnou, jestliže bude překročena kritická strmost anodového napětí Su = du/dt (V/µs), tj. jestliže se bude příliš rychle měnit anodové napětí. Příčinou jsou kapacitní proudy v závěsných vrstvách podle rovnice které vznikají vlivem poměrně rychlého růstu anodového napětí a při dosažení kritické hodnoty způsobí samovolné zapnutí bez řídicího proudu. Dále nesmí být při zapínání překročena kritická strmost proudu Si = di/dt (A/s), protože při šíření proudu po proudové dráze může dojít k přetížení polovodičového tělíska a ke zničení tyristoru: Rovněž je nutné mít na zřeteli zotavovací dobu, ovládanou komutací obvodu. Je to doba, která uplyne od okamžiku; kdy anodový proud dosáhl své nulové hodnoty, do okamžiku, kdy tyristor plně obnoví své blokovací schopnosti, tj. kdy prostřední přechod PN odstraněním nosičů náboje opět vytvoří závěrnou vrstvu. 8.
9)Diodový obousměrný tyristor (diak) a triodový obousměrný tyristor (triak)
Diak je součástka, která má charakter dvou antiparalelně zapojených zpětně závěrných diodových tyristorů.
To je také vidět na obrázku níže z charakteristiky a z pětivrstvové technologické struktury s udanými polaritami napětí. Diak bývá často použit – podobně jako trigistor (třívrstvový diak) – jako spouštěcí dioda v řídicích obvodech tyristorů. Pětivrstvový disk má oproti trigistoru podstatně vyšší kvalitu spínání (malé zbytkové napětí atd.). Diodový obousměrný tyristor: technologická stavba s udáním polarit pro kladné napětí (UA2A1) a záporné napětí (UA1A2), schematická značka a charakteristika Triak má charakter dvou antiparalelně zapojených triodových tyristorů. Jde v podstatě o pětivrstvový diak s řídicí elektrodou. Technologická stavba včetně připojeni řídící elektrody a charakteristiky jsou zobrazeny na obrázku níže. V tomto uspořádání může triak spínat jak kladná, tak záporná anodová napětí s kladnými nebo zápornými řídicími impulsy IB; triak může převzít funkci stykače, přičemž je mnohem rychlejší a pracuje bez pohyblivých částí. Z hlediska výkonového zatížení je situace poněkud horší než u tyristoru, protože při každé půlvlně střídavého napětí se přepóluje anoda a vzniklé teplo lze technicky pomocí chladiče jen obtížně odvádět. Také nastávají dynamické problémy při komutaci proudů vyšších než 50 A.
Autoři:
Tato encyklopedie vznikala v období listopad 2000 až březen 2001 a byla napsána dvěma studenty Střední průmyslové školy. Informace byly čerpány z vlastních sešitů z odborných předmětů